DOI:10.12677/sg.2024.143003,PDF,HTML,XML,被引量下载: 34浏览: 66
作者:卢 健,唐 猛,杨 贺,李旭培,李军辉,冯祥伟：河南平高电气股份有限公司研发中心，河南 平顶山
关键词:IGBT驱动器；隔离电源；驱动波形；IGBT Driver；Isolated Power Supply；Driving Waveforms

文章引用：卢健, 唐猛, 杨贺, 李旭培, 李军辉, 冯祥伟. 一种新型IGBT驱动器的设计方案[J]. 智能电网, 2024, 14(3): 21-28. https://doi.org/10.12677/sg.2024.143003

1. 引言

在分布式发电领域中，大功率逆变器得到了越来越广泛的应用，在逆变器中需要用到大量的IGBT模块[1]。以NPC三电平逆变器为例，每一相就需要四个IGBT，如图1所示。IGBT驱动器作为控制电路与功率电路之间的重要桥梁，其性能直接决定着逆变器的性能[2]。目前，IGBT驱动器的研究和设计均已取得较多的成果[3]-[7]。从上述的研究成果分析，在隔离驱动信号时，可以分为采用光耦隔离和脉冲变压器隔离两个种类[1]-[7]。同时国内外的公司以此为基础设计了IGBT驱动器，例如安森美公司的FOD3120系列、瑞萨电子的PS9031系列、北京落木源电子技术有限公司的TX-KA系列等采用光耦隔离技术，而英飞凌公司采用脉冲变压器开发出2ED20I12系列。随着半导体产业的发展，德州仪器公司将半桥驱动器和隔离功能集成在一起，从而推出了多款集成了隔离功能的栅极驱动器，如UCC21520、UCC21550等。集成隔离功能的栅极驱动器可以帮助工程师开发出体积更小的IGBT驱动器，解决了光耦隔离方案设计复杂和脉冲变压器隔离方案体积大等问题。

为了使得逆变器安全可靠的工作，IGBT驱动器需要具备以下功能：1) 具备足够的驱动能力，以减少IGBT在导通和关断时的损耗；2) 具备故障检测功能，以便逆变器发生故障时IGBT驱动器可以快速封锁脉冲，保护IGBT；3) 具备隔离功能，使功率回路与控制回路相互隔离，保护控制电路的安全[3]。

Figure 1.NPC three-level inverter topology diagram

图1.NPC三电平逆变器拓扑图

因此本文以上述IGBT驱动器的性能要求为设计目标，提出了一种新的具备高隔离能力的DC-DC电源和隔离驱动器的设计方案，并以此为基础开发了能够满足上述性能要求的IGBT驱动器。

2. 电源部分设计

2.1. 电源功率设计

在NPC三电平逆变器中，每相桥臂由四个IGBT和两个二极管所组成，由于四个IGBT属于可控型器件，二极管属于不控型器件，因此在设计隔离电源时，只需要设计四路供电即可。以1200 V/200 A的IGBT为例，其 $Q_{gate}=1.65\mu \text{C}$，考虑其开关频率为 $f_{sw}=15000\text{Hz}$，考虑采用+15 V电压开通和−8 V电压关断的情况下，单个IGBT的驱动功率为：

$P_{total}=P_{drive}+4\times \left(Q_{gate}{f}_{sw}\Delta V_{gate}+C_{ge}{f}_{sw}\Delta V_{gate}^2\right)$(1)

其中 $\Delta V_{gate}$是门极G和发射极E之间的电压为23 V， $C_{ge}$是门极G与发射极E之间的电容取20 nF， $P_{drive}$是IGBT驱动器的总损耗，取600 mW，带入数据后可以计算得到 $P_{total}=4.6\text{W}$。

2.2. 隔离变压器设计

本文采用20 V~30 V的直流输入，采用拓扑结构为反激的方案，考虑到节约成本，以及电源的稳定性，采用副边四个绕组的方案，同时产生四路隔离输出。

变压器设计的重要参数是原边与副边之间的匝数比 $N_{PS}$、初级线圈电感 $L_P$。其中最大匝比由满载时最大开关频率、原边直流侧最低输入电压和在非连续导通模式（DCM)下的工作时间所共同决定。同时在计算变压器原边与副边的匝比 $N_{PS}$时，需要确定运行时最大占空比 $D_{\max }$，最大占空比由最大开关频率、在DCM模式下的次级导通时间和在恒流模式下副边整流二极管的占空比所共同决定。为了方便设计本文选取TI公司的UCC28701为电源管理芯片，因此 $D_{MAX}$由式(2)所计算得到：

$D_{\max }=1-\left(\frac{T_R}{2}\times f_{MAX}\right)-D_{MAGCC}$(2)

其中 $T_R$为在DCM工作模式下的工作时间，根据数据手册取2 μs， $D_{MAGCC}$为恒流次级二极管导通的占空比，在本文的电源管理芯片中为0.43。因此可以得到 $D_{MAX}=0.47$。

在得到 $D_{MAX}$后，可以由式(3)计算出匝数比为：

$N_{PS}=\frac{D_{MAX}\times V_{MIN}}{D_{MAGCC}\times \left(V_{OUT}+V_F\right)}$(3)

其中 $V_{MIN}$为直流侧最小输入电压，取20 V， $V_{OUT}$为额定输出电压，取25 V， $V_F$为整流二极管的导通压降，取0.7 V。因此可以得到 $N_{PS}=0.8$。

电流感应电阻 $R_{CS}$由变压器的匝数比和恒流调节电压所决定，可以由式(4)计算得到：

$R_{CS}=\frac{V_{CCR}\times N_{PS}}{2I_{OCC}}\times \eta$(4)

其中 $V_{CCR}$是恒流调节电压常数，根据UCC28701数据手册取319 mV， $I_{OCC}$为额定的输出电流，考虑到一定的安全裕量，可以取0.6 A， $\eta$是电源的效率取0.85。因此可以计算得到 $R_{CS}=0.2\Omega$。同时根据式(5)可以计算出变压器原边的最大电流：

$I_{PPMAX}=\frac{V_{CST}}{R_{CS}}$(5)

其中 $V_{CST}$为最大电流感应阈值，根据UCC28701数据手册取750 mV，所以 $I_{PPMAX}=3.75\text{A}$。

变压器原边电感可以由式(6)计算：

$L_P=\frac{2\left(V_{OCV}+V_F\right)\times I_{OCC}}{\eta \times I_{PP}^2\times f_{PWM}}$(6)

其中 $f_{PWM}$是电源控制芯片UCC28701的开关频率，取100 kHz，因此可以计算出 $L_p=25\mu \text{H}$。

综上，变压器的相关参数如表1所示。

Table 1.Transformer-related parameters

表1.变压器相关参数

项目	数值
变压器总功率	10 W
匝比	1:1.25
原边电感	25 μH
开关频率	100 kHz

3. 驱动电路设计

3.1. 驱动电路设计理论

在进行IGBT驱动器设计时，需要考虑多个关键的问题，包括驱动器的功率效率、隔离能力以及对不同负载情况下的稳定性。IGBT的等效模型如图2所示，IGBT开通和关断的过程为：

Figure 2.IGBT equivalent model

图2.IGBT等效模型

当驱动电路施加一个正的门极电压到IGBT的门极G时，栅极电容 $C_{GE}$、 $C_{GC}$开始充电。当门极电压达到阈值电压 $V_{th}$时，IGBT开始导通。这时，少量电流开始流过IGBT的集电极C和发射极E。当门极电压继续增加，更多的电子通过栅极电容注入到沟道中，导致集电极电流迅速上升。此时，IGBT进入线性区域，电流随门极电压线性增加。当门极电压足够高(高于阈值电压)且达到完全开通电压时，IGBT完全导通，集电极电流达到最大值，器件进入饱和区，导通电阻达到最小，此时IGBT完成开启过程。

当驱动电路施加一个负的门极电压或将门极电压迅速降低到零时，IGBT的栅极电容开始放电。当门极电压下降到阈值电压以下时，IGBT逐渐从饱和区退出，进入线性区。此时，集电极电流开始下降，IGBT的导通电阻增加。随着门极电压进一步下降，集电极电流继续减小，IGBT逐渐进入阻断状态。进一步当门极电压降至足够低的负电压时，IGBT完全关断，集电极电流降至零，器件进入阻断状态，此时IGBT完成关断过程。

在设计驱动电压时，适当的驱动电压设计可以显著提高系统的效率和可靠性[7]。基于上述IGBT开关特性的理论分析，本文采用了正电压+15 V开通和负电压−8 V关断的设计方案。正电压开通可以确保IGBT在最短时间内完全导通，从而减少开通损耗；负电压关断则有助于快速去除栅极电荷，避免IGBT在关断过程中产生过多的损耗。

3.2. 驱动电路原理图设计

为了尽可能的减小驱动器的体积，同时又具备隔离功能，因此栅极驱动芯片采用TI公司生产的UCC21520系列。该系列芯片具备4 A峰值拉电流和6 A峰值灌电流的能力，同时具备浪涌抗扰度高达12.8 kV，以及长达40年的隔离层寿命，符合设计需求，驱动电路的原理图如图3所示。

该芯片采用5 V供电，PWM1、PWM2是MCU发出的PWM波驱动信号，EN/DIS是该芯片的使能输出或关断输出引脚，MCU可以通过输出高电平或者低电平对该引脚的控制，从而达到开启或者关断驱动器的目的。VDDA接电源的+15 V输出，VSSA接电源的−8 V输出，G1、G2该芯片输出的IGBT驱动信号。

Figure3.Driver circuit principle diagram

图3.驱动电路原理图

4. 实验结果及分析

为了验证上述大功率IGBT驱动器设计方案的正确性和可行性，为此搭建了如图4所示的硬件验证平台。整个实验平台可以分为三个部分，分别是电源部分、驱动器部分和整流器部分。在电源部分中，变压器原边直流电经过电源管理芯片和变压器之后输出四路隔离的高频方波电如图5所示。高频的方波电经过整流器部分后，变成幅值为24 V的直流电，再经过负压产生电路，将24 V的直流电，转成+18 V和−5 V的直流电，之后分别连接驱动器VDDA和VSSA引脚。

为了分析所设计电源的效率，测试了其在不同负载率和不同输入电压等级情况下的效率表现，如图6所示。从中可以看出，在负载率为50%以上的工况下，不同的电压输入等级对电源部分的效率影响不大，在50%以下负载率的工况下，更高的电压等级对应较低的效率。因此可以从中得知，在IGBT驱动器正常工作时，在20 V~30 V范围内不同输入电压等级对驱动器效率的影响有限，能够达到设计要求。

Figure4.Physical drawing of IGBT driver

图4.IGBT驱动器实物图

Figure 5.Transformer output square wave

图5.变压器输出的方波电

Figure 6.Voltage efficiency at different load factors and input voltage levels

图6.不同负载率和输入电压等级下的电压效率

电源的纹波测试如图7所示，在输入直流电压为20 V满载的工况下，电源纹波的峰峰值为44 mV，达到了设计指标。

为了分析所设计的IGBT驱动器实际的驱动效果，使用TMS320F28335为主控芯片，产生10 kHz的SPWM波驱动脉冲，并连接至驱动器的PWM输入引脚。经过驱动器放大和转换后实际送给IGBT门极G的驱动信号，以及在驱动信号作用下逆变器输出的电压、电流如图8所示。从图8(a)中可以看出IGBT门极G的驱动波形上升沿和下降沿，响应快速无延迟，开启电压和关断电压分别为+18 V和−5 V；图8(b)中可以看出在采用所设计的IGBT驱动器作用下，逆变器输出的电压和电流波形完整。因此综合上述实验，本文所设计的IGBT驱动器的达到了设计要求。

Figure7.Power supply ripple test chart

图7.电源纹波测试图

Figure8.Driver waveform test diagram

图8.驱动波形测试图

5. 结论

本文针对NPC三电平逆变器中IGBT驱动器的设计问题，提出了一种新型的IGBT驱动器设计方案。本方案由电源部分、整流器部分和驱动器部分等组成。在实验样机上分别测试了电源部分的效率、纹波和驱动器部分的实际输出的驱动波形。由实验结果，表明了所提出的IGBT驱动器设计方案的可靠性与驱动性能的优异性。

参考文献

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