在NPC三电平逆变器中，每相桥臂由四个IGBT和两个二极管所组成，由于四个IGBT属于可控型器件，二极管属于不控型器件，因此在设计隔离电源时，只需要设计四路供电即可。以1200 V/200 A的IGBT为例，其 $Q_{gate}=1.65\mu \text{C}$，考虑其开关频率为 $f_{sw}=15000\text{Hz}$，考虑采用+15 V电压开通和−8 V电压关断的情况下，单个IGBT的驱动功率为：

$P_{total}=P_{drive}+4\times \left(Q_{gate}{f}_{sw}\Delta V_{gate}+C_{ge}{f}_{sw}\Delta V_{gate}^2\right)$(1)

其中 $\Delta V_{gate}$是门极G和发射极E之间的电压为23 V， $C_{ge}$是门极G与发射极E之间的电容取20 nF， $P_{drive}$是IGBT驱动器的总损耗，取600 mW，带入数据后可以计算得到 $P_{total}=4.6\text{W}$。

本文采用20 V~30 V的直流输入，采用拓扑结构为反激的方案，考虑到节约成本，以及电源的稳定性，采用副边四个绕组的方案，同时产生四路隔离输出。

变压器设计的重要参数是原边与副边之间的匝数比 $N_{PS}$、初级线圈电感 $L_P$。其中最大匝比由满载时最大开关频率、原边直流侧最低输入电压和在非连续导通模式（DCM)下的工作时间所共同决定。同时在计算变压器原边与副边的匝比 $N_{PS}$时，需要确定运行时最大占空比 $D_{\max }$，最大占空比由最大开关频率、在DCM模式下的次级导通时间和在恒流模式下副边整流二极管的占空比所共同决定。为了方便设计本文选取TI公司的UCC28701为电源管理芯片，因此 $D_{MAX}$由式(2)所计算得到：

$D_{\max }=1-\left(\frac{T_R}{2}\times f_{MAX}\right)-D_{MAGCC}$(2)

其中 $T_R$为在DCM工作模式下的工作时间，根据数据手册取2 μs， $D_{MAGCC}$为恒流次级二极管导通的占空比，在本文的电源管理芯片中为0.43。因此可以得到 $D_{MAX}=0.47$。

在得到 $D_{MAX}$后，可以由式(3)计算出匝数比为：

$N_{PS}=\frac{D_{MAX}\times V_{MIN}}{D_{MAGCC}\times \left(V_{OUT}+V_F\right)}$(3)

其中 $V_{MIN}$为直流侧最小输入电压，取20 V， $V_{OUT}$为额定输出电压，取25 V， $V_F$为整流二极管的导通压降，取0.7 V。因此可以得到 $N_{PS}=0.8$。

电流感应电阻 $R_{CS}$由变压器的匝数比和恒流调节电压所决定，可以由式(4)计算得到：

$R_{CS}=\frac{V_{CCR}\times N_{PS}}{2I_{OCC}}\times \eta$(4)

其中 $V_{CCR}$是恒流调节电压常数，根据UCC28701数据手册取319 mV， $I_{OCC}$为额定的输出电流，考虑到一定的安全裕量，可以取0.6 A， $\eta$是电源的效率取0.85。因此可以计算得到 $R_{CS}=0.2\Omega$。同时根据式(5)可以计算出变压器原边的最大电流：

$I_{PPMAX}=\frac{V_{CST}}{R_{CS}}$(5)

其中 $V_{CST}$为最大电流感应阈值，根据UCC28701数据手册取750 mV，所以 $I_{PPMAX}=3.75\text{A}$。

变压器原边电感可以由式(6)计算：

$L_P=\frac{2\left(V_{OCV}+V_F\right)\times I_{OCC}}{\eta \times I_{PP}^2\times f_{PWM}}$(6)

其中 $f_{PWM}$是电源控制芯片UCC28701的开关频率，取100 kHz，因此可以计算出 $L_p=25\mu \text{H}$。

综上，变压器的相关参数如 表1 所示。

在进行IGBT驱动器设计时，需要考虑多个关键的问题，包括驱动器的功率效率、隔离能力以及对不同负载情况下的稳定性。IGBT的等效模型如 图2 所示，IGBT开通和关断的过程为：

当驱动电路施加一个正的门极电压到IGBT的门极G时，栅极电容 $C_{GE}$、 $C_{GC}$开始充电。当门极电压达到阈值电压 $V_{th}$时，IGBT开始导通。这时，少量电流开始流过IGBT的集电极C和发射极E。当门极电压继续增加，更多的电子通过栅极电容注入到沟道中，导致集电极电流迅速上升。此时，IGBT进入线性区域，电流随门极电压线性增加。当门极电压足够高(高于阈值电压)且达到完全开通电压时，IGBT完全导通，集电极电流达到最大值，器件进入饱和区，导通电阻达到最小，此时IGBT完成开启过程。

当驱动电路施加一个负的门极电压或将门极电压迅速降低到零时，IGBT的栅极电容开始放电。当门极电压下降到阈值电压以下时，IGBT逐渐从饱和区退出，进入线性区。此时，集电极电流开始下降，IGBT的导通电阻增加。随着门极电压进一步下降，集电极电流继续减小，IGBT逐渐进入阻断状态。进一步当门极电压降至足够低的负电压时，IGBT完全关断，集电极电流降至零，器件进入阻断状态，此时IGBT完成关断过程。

在设计驱动电压时，适当的驱动电压设计可以显著提高系统的效率和可靠性 [7] 。基于上述IGBT开关特性的理论分析，本文采用了正电压+15 V开通和负电压−8 V关断的设计方案。正电压开通可以确保IGBT在最短时间内完全导通，从而减少开通损耗；负电压关断则有助于快速去除栅极电荷，避免IGBT在关断过程中产生过多的损耗。

为了尽可能的减小驱动器的体积，同时又具备隔离功能，因此栅极驱动芯片采用TI公司生产的UCC21520系列。该系列芯片具备4 A峰值拉电流和6 A峰值灌电流的能力，同时具备浪涌抗扰度高达12.8 kV，以及长达40年的隔离层寿命，符合设计需求，驱动电路的原理图如 图3 所示。

该芯片采用5 V供电，PWM1、PWM2是MCU发出的PWM波驱动信号，EN/DIS是该芯片的使能输出或关断输出引脚，MCU可以通过输出高电平或者低电平对该引脚的控制，从而达到开启或者关断驱动器的目的。VDDA接电源的+15 V输出，VSSA接电源的−8 V输出，G1、G2该芯片输出的IGBT驱动信号。