并联IGBT芯片VCEsat的不均性引起它们在输出特性上的差异。因此，在正常的开通状态下，造成了电流的不均衡。如图1所示2个IGBT并联连接。图1的Q₁和Q₂输出特性，可由下式近似得出 [ 1 ]。

V C E Q 1 = V 01 + r 1 × I C 1 (1)

r 1 = V 1 / ( I C 1 − I C 2 ) (2)

V C E Q 2 = V 02 + r 2 × I C 2 (3)

假设 是流过Q₁和Q₂并联连接线路上的集电极电流之和，由于Q₁和Q₂上的压降相同，所以，通过下述方程式可以求出每条线路上流过的IGBT集电极的电流。

假设上述方程式种 ，则Q₁的电流是Q₂的电流的r₂/r₁倍。从图1中可以看出， ，所以Q₁承担的电流更大。于是当V_CEsat存在不均性时，低V_CEsat的IGBT承担的电流更大。通过仿真工具仿真不同输出特性IGBT输出电流差异，如图2所示两个IGBT Q₁和Q₂等值斜率电阻 ，通过仿真Q₁输出电流大于Q₂即 如图2所示。

图1. 2个不同输出特性IGBT的组合

图2. 仿真输出电流

IGBT输出特性中的温度特性对电流不均衡的影响较大。V_CEsat随结温上升而上升的定义为正温度特性，V_CEsat随结温上升而下降的称为负温度特性。图3显示了具正负温度特性的典型输出特性，比较两种IGBT产品的输出特性 [ 2 ] [ 3 ]，从图3可以看出V-IGBT中，温度特性为正，而N-IGBT中，在额定电流范围内温度特性全部为负。温度特性为正时，一旦结温上升，V_CE相同时的集电极电流会减少。根据上一节，并联连接时V_CEsat较小的IGBT承担的电流较大。因此V_CEsat较小的IGBT的稳态损耗变大，结温上升。如果IGBT有正温度特性IGBT的V_CEsat会上升，使其与另一侧的V_CEsat较高的IGBT互相均衡，相反，IGBT的温度特性为负时，电流不均衡的变化趋势相反。因此，并联连接设计时，需要考虑电流分配问题。总之，与温度特性为负的IGBT模块相比，温度特性为正的IGBT模块容易进行并联连接。所以在并联连接时选用温度特性为正的IGBT进行使用。

图3. 结温不同N型、V型IGBT的输出特性 [ 3 ]

IGBT的门极开通门槛电压V_GEth在IGBT开通行为中是比较重要的参数，每个IGBT的V_GEth都不一样。硬并联的IGBT如图4，使用同一个驱动器进行驱动，假设V_GE完全同步，施加在两个IGBT上。这两个IGBT由于V_GEth有轻微差异，其开通的时刻就会有差异，有几ns~十几ns的差异 [ 4 ]。拥有较高门槛电压的V_GEth的IGBT无法导通，它只能在一段时间△t₁后导通，如图5所示。

图4. IGBT门极驱动硬连接

图5. 门极硬连接导通延迟

并联IGBT驱动每个IGBT使用独立栅极电阻相比所有IGBT公用一个驱动电阻连接方式而言，可以改善动态过程均流 [ 5 ]。这也可以降低由于阈值电压V_GEth之间偏差引起的动态不平衡门槛电压被钳位到米勒平台，虽然每个IGBT仍然具有不同的V_GEth，但是每个IGBT的门槛电压可以独立增加，在很短的△t₁后都达到米勒平台，如图6。

图6. 使用独立驱动电阻门极导通延迟

IGBT并联，杂散电感不对称引起的动态电流不平衡主要是发射极环流造成的。发射极环流是由于功率发射极E1、E3之间存在电位差，而该电压差的产生则是因为有较高的d_i/d_t流过L_s1和L_s3在L_s1和L_s3上产生的。T₁、T₃开通或者关断的时刻，会有换流发生，这时E1和E3会有很短的瞬间有电压差。发射极环流会引起并联IGBT模块严重振荡造成模块损坏，所以要减轻避免发射极环流。以上管开通时刻产生的发射极环流形成分析：下图7中，L₁为负载电感，环路2、环路3为D₂，D₄的续流电流。此时T₁，T₃同时给指令进行开通，D₂，D₄会发生反向恢复现象，假设T₃领先于T₁开通，则反向恢复电流会以图中的环路1穿过L_s1和L_s2。而反向恢复电流的变化率是非常高的，斜率能达到1~5 kA/us，在L_s1和L_s2上产生的电压使E3的电位比E1高 [ 5 ]。

图7. 发射极环流示意

发射极环流对门极信号及IGBT开通行为产生的影响(1)：当发射极环流发生时，发射极电阻上会有压降，而压降的方向则由环流的方向决定，如下图，V_re1的压降为左高右低，此时 , 。由此可见，V_ge1和V_ge3在这个瞬间会出现一加一减的情况如下图8。

影响(2)：IGBT在开通的瞬间，尤其在米勒平台的位置，集电极电流I_c对门极电压的轻微变化极为敏感。右下图9，如果在米勒平台上，对应I_c爬升的区域，V_ge出现抖动，则I_c会马上受到影响，Ic变化会导致直流母排杂散电感上的电压变化，导致V_ce的形状也可能会出现比较奇怪的波形，最终会影响到开通时刻的动态均流效果。因此发射极环流诱发的驱动回路振荡会影响到IGBT的开关行为，而IGBT的开关行为反过来又会影响驱动回路 [ 5 ]。

图8. 发射极反馈门极电阻电压示意

图9. 发射极环流引起震荡波形

门极负反馈电阻所起的负反馈效果：如图8所示，开通T₁和T₃时，E1和E3的电位都会往上升，最终到达正母线电压，当T₃开通速度比T₁略快时，E3的电位会比E1高，就能产生图中所示的发射极环流。由于发射极电阻的存在，V_ge1会被叠加了一个正的电压，因此T₁的开通速度会被加速，同理，V_ge3被叠加了负的电压，T₃的开通速度会被减慢。而这个变化趋势于之前的假设正好相反就形成了一个负反馈的作用从而一定程度上对开通电流进行均流收敛 [ 6 ]。

母线换流回路的杂散电感差异会对并联IGBT动态均流会对产生的影响，对称性并联连接是决定动态均流的关键性问题，以上管开通为例。前一时刻，D₂、D₄在续流，线路4、线路5所示。后一时刻，T₁与T₃同时开通，此时D₂，D₄会发生反向恢复行为，T₁，T₃的电流会以较高的d_i/d_t上升，如线路1、线路2所示。在理想情况下，D₂的反向恢复电流只由T₁提供，D₄的反向恢复电流只由T₃提供。总之不希望左桥臂与右桥臂发生电流的交换。最好是，左右桥臂互不发生耦合。但实际装置中，假设 ，这表示着两个桥臂的直流母排杂散电感不对称，右桥臂的杂散电感偏大，且 ，并显著小于L_dcx。由于反向恢复电流的d_i/d_t很大，属于高频电流，它对电感是很敏感的，它会选择阻抗小的路径流动，右桥臂的阻抗大些，T₃的电流可以借助L_s2和L_s1的路径流过D₂，如线路3所示就产生了发射极环流，见图10。所以，即使IGBT能做到同步开关，如果直流母排杂散电感不对称，也会产生发射极环流。因此，在设计直流母排时，要充分考虑结构的对称性确保尽可能相同的杂散电感。通常，有效办法是采用叠层母排结构，通过优化模块布局，有时在母线上故意增加孔或铜排设计成“之”字型等措施，以获取相同的功率换流路径 [ 4 ]。

图10. 母线电感不对称引起发射极环流